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VCO，是一個頻率隨電壓變化的部件，而變容管則是產生該頻率變化的核心。在VCO的各項性能中，有兩個性能，分別為頻率的調諧范圍和輸出信號的相噪。這兩項性能，則對應變容管的兩個特性：(1) 電容的調諧范圍，即變容管能提供的最大電容和最小電容；(2)變容管的品質因數(qulity factor)，這個通常受變容管的寄生級聯電阻限制。這兩個參數，在某些情況下，是一個矛盾的關系。
在以前的RFIC設計中，變容管是用反偏的PN結實現。但在現在RFIC設計中，MOS變容管已經取代了PN結，成為主流。
常規(guī)的MOSFET在將D極和S極連接時，Cgs與Vgs的關系如下圖所示，Cgs會隨著Vgs變化，但是變化曲線呈現非線性。這個非線性，會產生這樣一個結果。比如說，你設計了一個VCO，當你緩慢升高電壓時，它的輸出頻率也相應地從1G變到2G。但是由于這個非線性的存在，當你緩慢升高電壓時，剛開始頻率是1G變化到1.5G；然后你在緩慢升高電壓，發(fā)現頻率又緩慢變回去了。當然，也不是完全不能用，但是總覺得心里有那么點不舒服。
而且，這種非線性的頻率調諧特性，在鎖相環(huán)設計中是個問題，會使得鎖相環(huán)失鎖。
那怎么辦？解決辦法，就是對MOS管做一個小小的調整，具體方法，就是把NMOS管放在一個N阱中，這種MOS管，稱為“累積型MOS變容二極管(Accumulation-mode MOS varacotr)”。
當VG<VS時，N阱中的電子從硅/氧化物的交接面被排斥出來，使得交接面處形成耗盡區(qū)。所謂耗盡區(qū)，就是其區(qū)域不存在自由移動的載流子，產生類似電容的特性。因此，此時的等效效電容為柵氧電容和耗盡電容的串聯。當VG>VS時，硅/氧化物的交接面從n+的源極和漏極吸收電子，形成一個通道。此時，等效電容為柵氧電容。
在65nm器件中， VGS ≈ ±0.5 V時，接近其飽和水平的Cmax和Cmin。MOS變容二極管可以在低供電電壓下工作，而且，為了使得MOS管提供最大的調諧特性，MOS管需要正負偏置。
電路仿真，需要在一定程度上能夠模擬變容管的C/V特性曲線。在實際中，這種特性是對加工器件進行測量，然后以由一系列的離散值組成的表格來表征。然后，再用一個連續(xù)函數來對C/V曲線進行擬合。雙曲正切能夠很好地模擬其飽和特性，具有連續(xù)導數，因此可以用來擬合C/V曲線。
其中a和V0分別允許擬合截點和斜率，而Cmin和Cmax則包含柵漏和柵源的重疊電容。
什么是重疊電容呢(overlap capacitance)?
如上圖所示，MOS管有三種主要電容：
一種是柵極和溝道之間的電容，稱為柵氧電容，值為WLCox;
一種為源極和襯底，漏極和襯底之間的PN結電容；
一種為重疊電容(overlap capacitance)。
在加工過程中，會使得柵極和漏極，柵極和源極在結構上部分重疊；另外柵極邊緣與源極/漏極區(qū)域頂部之間的邊緣場線，這兩者構成了重疊電容。
上述C/V模型，也可轉換成Q/V模型，即電荷隨電壓變化的曲線。
由dQ=C(V)/dV可知，
MOS變容管的Q值，由柵極和漏極之間的電阻決定，如下圖所示。
MOS變容管的Q值又是如何變化的呢？當變容管的容值為Cmin時，其容值低，電阻又比較大；而當變容管的容值為Cmax時，其容值大，而電阻又比較低。由Q=1/(RCw)可知，Q如果按照上述規(guī)律變化的話，可能能夠保持不變。實際上，當Cgs從Cmin變化到Cmax時，Q值也是下降的。這表明，當Cgs從Cmin變大到Cmax時，R也會從Rmax變化Rmin，但是顯然C的變化量要大于R的變化量。
在振蕩器設計中，希望最大化變容管的Q值。當溝道長度最短的時候，變容管的Q值最大；但是，此時柵源和柵漏之間的重疊電容在總電容中所占比值增大，從而限制了電容的調諧范圍。重疊電容(overlap capacitance)基本上不太隨電壓變化，它的存在，會使得變容管的特征曲線上移，即從Cmin+2WCov變化到Cmax+2WCov。當溝道長度最短的時候，2WCov甚至會比Cmin還大。因此會降低電容的調諧范圍。
具體用數字來表征一下：假設, Cmax=0.85fF,Cmin=0.18fF,此時R=Cmax/Cmin=4.72;如果考慮重疊電容，假設其值為0.18fF,則Cmax=0.18fF+0.85fF=1.03fF,Cmin=0.18fF+0.18fF=0.36fF,此時R=Cmax/Cmin=2.86。調諧范圍下降。
因此，溝道長度短，變容管Q值大，但是電容的調諧范圍相對較小。變容管Q值和調諧范圍之間的矛盾，反應到VCO的性能上，就是頻率調諧范圍和相噪的矛盾。在實際的設計中，需要折中取舍。
