模擬信號(hào)鏈設(shè)計(jì)中不可忽略的“共?！?/h1>

高性能ADC之前的輸入配置或者前端設(shè)計(jì)，對(duì)于實(shí)現(xiàn)所需的系統(tǒng)性能非常關(guān)鍵。通常重點(diǎn)在于捕獲寬帶頻率，例如大于1 GHz的寬帶頻率。然而，在某些應(yīng)用中，也需要直流或近直流信號(hào)，并且受到最終用戶的歡迎，因?yàn)樗鼈円部梢詡鬏斨匾畔ⅰＲ虼?，通過優(yōu)化整體前端設(shè)計(jì)來捕獲直流和寬帶信號(hào)需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉(zhuǎn)換器。

圖1顯示了轉(zhuǎn)換器如何查看差模與共模信號(hào)。CM電壓只是信號(hào)移動(dòng)的中點(diǎn)—參見圖1。

圖1. 差模與共模信號(hào)示例

您也可以將其視為新中點(diǎn)或零代碼—放大器，通常通過一個(gè)VOCM 引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查閱一下放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)，并且/或者使用不會(huì)使電路內(nèi)部的任何相鄰電路或基準(zhǔn)點(diǎn)負(fù)荷過重的穩(wěn)定偏置點(diǎn)。不要只是分接一個(gè)轉(zhuǎn)換器的基準(zhǔn)電壓引腳(VREF)，它通常是轉(zhuǎn)換器滿量程的一半?？赡軣o法提供充分的高精度偏置。謹(jǐn)慎起見，也應(yīng)查閱轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊(cè)上的引腳技術(shù)規(guī)格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩沖器驅(qū)動(dòng)器之類，可正確設(shè)置放大器的CM偏置。

在下面表1中簡要列出了如何連接每個(gè)應(yīng)用的放大器和轉(zhuǎn)換器。

表1. 共模矩陣

圖2顯示了一些正確的電路示例。

圖2. 用于放大器/轉(zhuǎn)換器前端的交流耦合與直流耦合應(yīng)用示例

共模：已斷開

如果未提供或保持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，使獲取的總體測量性能下降。簡單地說—轉(zhuǎn)換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。

圖3. 放大器和轉(zhuǎn)換器之間的CM不匹配

輸出頻譜的形態(tài)將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點(diǎn)偏離中心，不是最優(yōu)。你可能會(huì)發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會(huì)較早削波或者達(dá)不到轉(zhuǎn)換器的滿量程。但是，由于轉(zhuǎn)換器開始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴(yán)重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時(shí)還保持相對(duì)較好的性能。

但是，并不是任何舊款放大器都能使用，因?yàn)樵Ａ靠赡芊浅Ｊ芟?，并且?nèi)部晶體管可能會(huì)開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數(shù)情況下應(yīng)該會(huì)有充足的裕量來實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)腃M偏置。缺點(diǎn)是增加了一個(gè)額外的電源—可能不標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助于解決這一問題。

了解共模和直流耦合之后，我們可以開始組建信號(hào)解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20 dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉(zhuǎn)換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為整體設(shè)置框圖。

圖4. 直流到WB 放大器/轉(zhuǎn)換器信號(hào)鏈?zhǔn)纠?/span>

在顯示的該配置中，前端接口針對(duì)寬帶采樣進(jìn)行了優(yōu)化，同時(shí)保留信號(hào)的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設(shè)計(jì)使用+3.3 V 和−2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對(duì)齊，兩者均需在AIN+和AIN−保持+0.525 V。同樣，注意幾個(gè)接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現(xiàn)強(qiáng)制 設(shè)置為−2 V供電(新VSS)。

CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點(diǎn)麻煩。需要為接口做兩件事：

輸入端CM電壓需要配置為0 V，否則，驅(qū)動(dòng)放大器失調(diào)將使輸出軌偏向一側(cè)。這將導(dǎo)致圖3所描述的性能問題或更嚴(yán)重，—將出現(xiàn)放大器和轉(zhuǎn)換器信號(hào)鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側(cè)都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中2 V。因此，在每個(gè)放大器輸入端添加2.2 k?的電阻來抑制失調(diào)電流。

工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM電壓為0 V。具有500 ?的內(nèi)部反饋電阻和約50 ?的輸入電阻使得它看起來有550 ?；或在本例中，我們假設(shè)一個(gè)50 ?源電阻與100 ?電阻并聯(lián)，得到33 ?。再串聯(lián)20 ?增加到53 ?。這是串聯(lián)了500 ?內(nèi)部反饋電阻或總計(jì)553 ?。也就是形成了500 ?和53 ?的0.525 V電阻分壓器。反過來，產(chǎn)生了900 μA (或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或−2 V，添加2.2 k?電阻或−2 V/2.2 k? = 900 μA。

輸入為單端輸入且需要適當(dāng)配置來保持最佳性能，同時(shí)維持較低偶數(shù)階失真。同樣，100 ?與50 ?源電阻有效并聯(lián)，得到33.33 ?戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會(huì)反映在VIN節(jié)點(diǎn)上，來平衡設(shè)備的輸入，因?yàn)樗菃味蓑?qū)動(dòng)的。但是，為了改善偶數(shù)階失真，VIN+節(jié)點(diǎn)上的20 ?用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500 MHz完成，—或參見圖 5 測試示例。

圖5. 典型FFT性能@ 507 MHz AIN @ 2500 MSPS

由于它是一個(gè)迭代的過程，所以會(huì)有些乏味。圖6中所示為信號(hào)鏈設(shè)計(jì)中最高2 GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

圖6. 典型交流頻率掃描性能@ 2500 MSPS

值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯(lián)。這有助于通過捕捉和再循環(huán)放大器內(nèi)部的這些不平衡電流來再次提高偶數(shù)階線性度性能與頻率。

最后，需要針對(duì)放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常 也以迭代的方式完成。但是，對(duì)于兩個(gè)IC之間某些值的設(shè)置有 幾點(diǎn)需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請(qǐng)遵循以下規(guī)則——

使用上述標(biāo)準(zhǔn)開發(fā)出2 GHz通帶平坦度響應(yīng)產(chǎn)品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內(nèi)的頻率，假設(shè)采樣速率為2.5 GSPS。該設(shè)計(jì)的輸入 驅(qū)動(dòng)規(guī)格將為−8 dBm或252 mV p-p，假設(shè)在100 MHz基準(zhǔn)頻率下具有50 ?輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉(zhuǎn)換器達(dá)到滿量程的輸入滿量程電平。

圖7. 典型通帶平坦度性能和輸入驅(qū)動(dòng)電平

在任何直流耦合設(shè)計(jì)中，忽略轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴(yán)重問題。如果使用了多個(gè)級(jí)別，信號(hào)鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個(gè)組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個(gè)將經(jīng)常在各級(jí)間取勝，產(chǎn)生虛假測量。對(duì)于交流耦合應(yīng)用，需在兩級(jí)之間使用一個(gè)耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設(shè)計(jì)才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，系統(tǒng)設(shè)計(jì)中需考慮雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如以上直流耦合設(shè)計(jì)中的描述。